关于PWM论题，许多电源工程师作业中会遇到不同的问题。其实找到问题的本源，才干对症下药。下面给我们共享几篇不错的文章，供我们学习~

  传统的PWM操控技能多用于两电平电路的驱动操控,其首要办法是正弦脉宽调制(SPWM)，调制波为正弦波，依托三角载波和调制波的比较得出交点施行操控，其电压运用率低,谐波含量大。而跟着微处理器技能的开展和多电平电路的呈现，涌现出许多新的操控办法，像优化PWM办法、滞环电流操控办法、电压空间矢量操控办法等。其间，空间电压矢量操控经过合理地挑选、组织开关状况的转化次序和通断持续时间，改动多个脉冲宽度调制电压的波形宽度及其组合，到达较好的操控效果。

  相对SPWM操控，电压空间矢量操控办法电压运用率高、谐波含量小、大大改进了体系的静态和动态功用，具有结构简略、完结简略、操控精度高级特色。本文选用空间矢量操控战略，并对整流电路选用电压外环PI和电流内环PI相结合的操控办法，树立三相电压型PWM矢量操控计划的仿真模型，并对其进行分析研讨。

  图1为三相电压型PWM整流器空间矢量操控计划图。它是由主电路和操控回路两部分组成,其间,操控回路首要由输入电流和输出电压检测、坐标改换、PI操控器和SVPWM脉冲发生等几部分组成。其原理如下：三相沟通电经过三相电压型整流电路变为安稳的直流电压。一同,操控回路对主电路的输入沟通电流和输出直流电压进行检测，一方面，将检测值u0与给定值u0*进行比较后送入PI操控调理器，输出值与电流id比较并将其输出送入PI操控器变为电压信号，再经坐标改换送入SVPWM脉冲发生单元，完结电压闭环操控；另一方面，将检测的输入电流经坐标改换与给定电流iq*比较，送入PI操控器变为电压信号,再经坐标改换送入SVPWM脉冲发生单元,完结电流的闭环操控。矢量操控单元经过矢量运算，生成所需求的PWM波，操控双向改换器，到达输出电压的安稳和输入侧沟通电流的正弦化。

  运用Matlab/Simulink软件包，依据操控计划图树立其仿真模型，其仿真模型首要包括主电路模型、操控电路模型和功率因数核算模型等。

  主电路仿线所示。它首要由输入电源模块、三相整流器模块和一些电压、电流丈量单元组成。

  操控电路仿线所示。它首要由PI操控器模型、坐标改换模型以及矢量操控器模型等部分组成。其间,坐标改换和矢量操控器仿真模型的树立首要依据矢量操控原理树立而成，其仿线)功率因数核算模型(见图5)

  依据上面树立的仿真模型，给定仿真参数假定如下:沟通输入侧为三相260V沟通电压，沟通侧电感取3.4mH,直流侧滤波电容为1000μF，给定直流输出电压为650V，开关频率为10kHz，负载电阻为40Ω。在t=0.05s时，突加负载使负载电阻由40Ω变为20Ω。

  依据电压空间矢量操控的根本概念和操控计划图，树立三相电压型PWM整流器空间矢量操控的仿真模型，并对每个模块进行详细分析。从图6～图8中能够看出选用这种操控计划输出直流电压呼应速度快，输入沟通侧电流波形为正弦波且与输入沟通电压相位相同，根本完结了单位功率因数。别的从图9和图10能够看出，当突加负载时，整流器输入侧电流幅值变大并有少量的动摇，但很快就康复为正弦波，一同输出侧直流电压下降，但很快也康复到给定的650V直流电压。经过仿真成果能够看出选用空间矢量操控的

  所谓电流型TPWM(Trapezoida-PWM)逆变器的级联，便是把N个出电流为TPWM波形的相同三相逆变器进行并联叠加。当时常用的三相电流型TPWM逆变器的一同特色是，并联叠加与TPwM操控，都是在逆变器上进行的，这种级联办法存在着运用的器材较多、开关损耗较大、制作本钱较高的缺陷。假如把并联叠加与TPWM操控都移到直流电流源上进行，能够削减运用元器材的数量，特别是能够削减运用 TPWM开关器材的数量，并使逆变开关自然地作业在ZCS状况。这样，不只仅提高了逆变功率，一同也大大下降了逆变器的制作本钱。

  根本三相TPWM直流电流源逆变器的原理电路如图1所示。这是一种新式三相TPWM直流电流源逆变器。它与一般的三相电流型TPWM逆变器有一个很大的不同，即输出电流的TPWM操控，不是在逆变开关上进行的，而是在直流电流源上进行的。即在直流电流源与各相输出2H桥逆变器2HA、2HB、2HC之间，别离串入了一只开关管VTA、VTB、VTC，用这三个开关管对直流电流源进行TPWM操控，使各相直流电流IdA、IdB、IdC。得到像单相全波整流器输出电压那样的TPWM直流电流源波形，然后将此波形再经往后面的GTO2HA、GTI2HB、 GTO2Hc逆变桥的同步ZCS逆变，就能够变成为三相TPWM沟通电流输出。

  不过关于电流型逆变器直流电流源进行TPWM操控，不同于对电压型逆变器直流电源的SPWM操控，即它不能各相独登时对直流电流源进行TPWM操控，有必要依照电流三相逆变器TPWM操控的特色，将三个相的直流电流源一同一同进行TPWM操控，使三相的直流电流源的输出电流 IdA+IdB+IdC=Id，以确保在TPWM调制作业进程中，使直流电流源Id的输出电流安稳不变。

  下面介绍三相根本TPWM直流电流源逆变器的作业原理：图1所示的三相根本TPWM直流电流源逆变器，选用的是变载波三角波TPWM操控，其间梯形调制波的波形，和两组相位相差180 o的载波三角波的波形如图2所示，在TPWM操控进程中，两组载波三角波uc和uc，有必要以各相调制波uT的周期为距离，替换地进行切换，并与各相梯形调制波uT进行比较，在梯形波大于三角波的部分发生正脉冲，小于部分发生零脉冲，用这样的TPWM操控法，对三相电流型逆变器的直流电流源别离在开关 TVA、TVB、TVc上进行TPWM操控，就能够确保换流在相邻相之间主动精确地进行，并确保使直流电流源Id两头的输出电流 Id=IdA+IdB+IdC安稳不变；三相梯形调制波uTA、uTB uTC与两组载波三角波uC和uC切换方位的对应联系如图3所示。各相均须依照梯形波的周期，替换地进行切换。

  关于图1所示的三相根本TPWM直流电流源逆变器中的电流源Id，选用上述的TPWM操控得到的各相直流电电流IdA、IdB、IdC和Id的作业波形，如图4所示。由此作业波形图能够看出：逆变器的换流是在相邻相之间进行的。例如在图4中区间A的t1～t5期间，电流是在A、C相之间转化；在区间B的 t6～t10。期间，电流是在B、C相之间转化；在区间C，电流是在A、B相之间转化；在区间D，电流又回到在A、C相之间转化……。

  电流搬运的方向如图4中的箭头所示。这样，三相的GT02H桥直流电流源的直流电流波形如图4中的IdA、IdB、Idc所示，都得到了TPWM调制。其间每一相的TPWM直流电流波形，就像是单相全波整流器输出电压的TPWM电流波形。此波形的基波过零点为零电位。因而经过这以后面的GT02H桥的 ZCS同步逆变，就能够得到三相根本TPWM直流电流源逆变器的三相沟通电流iA、iB、iC的输出。由于GT02H桥逆变器是作业在ZCS状况，故能够选用廉价的低频开关器材如GTO或SCR等。

  三相根本TPWM直流电流源逆变器的操控电路示意图如图5所示，图中中心部分有四个，即三相梯形波发生器、两组载波三角波发生器、两组载波三角波切换电路和梯形调制波与载波三角波进行比较发生驱动脉冲的比较器，其间两组载波三角波切换电路是电流型TPWM逆变器特有的。在图5中，由于调理逆变器输出电流是经过操控电流源的整流电压来完结的，故在图中没有画出……

  PWM(PulseWidthmodulation)型开关稳压电源具有体积小、功率高的长处，作为电源设备在许多范畴得到了广泛的运用。可是，开关三极管的作业状况转化持续期短、频谱甚宽的尖峰搅扰是其丧命缺点，它不只影响开关电源自身，而且还会搅扰附近的其它电子设备。

  开关稳压电源作业时开关三极管和续流二极管(亦能够是另一个开关三极管)总是替换地导通或许截止，图1中KQ和KD并非是抱负器材，两种状况的转化需求必定的时间，这就发生了尖峰搅扰。在状况改动进程中，该导通的开关没有彻底导通，而该截止的开关却又没有截止的瞬间，电源到地有直接的通路，发生瞬态电流Is。该电流跟开关三极管导通时的电流Imax及截止时的电流Icmin的差值、开关KQ和KD一同导通的持续时间等要素有关。由于电路散布参数的影响，在波形上呈现振铃振动。

  晶体管的敞开和关断时间跟其截止频率成反比。敞开、关断时间越短，开关速度就越快。一同导通的持续时间取决于KQ和KD所运用的器材的开关速度。用速度不同的开关器材比较，开关器材的速度越快，一同导通的持续时间越短，尖峰搅扰越是宽度窄、起伏大。

  变压器的漏感越大，电压尖峰越高，射频搅扰也就越大。特别是变压器采纳屏蔽后，由于耦合差，漏感也相应大一些。一般说，用环型磁芯绕制的变压器发生的漏感要比E型小些。别的，绕线工艺也很重要，较好的绕线办法是先绕初级总圈数的一半，再绕次级的悉数圈数，最终再绕初级的剩下一半，即次级线圈在初级线圈的中心。这样初级线圈坚持有较好的耦合，使变压器有较小的漏感。

  开关波形Usr(t)的方正度影响尖峰搅扰。矩形波的谐波起伏随频率添加而减小的速率为20dB十倍频程，梯形波则为40dB?十倍频程。有意识地改动矩形波的峻峭程度和两角的钝化程度可抑制高频重量、减小尖峰搅扰。故要合理地挑选开关三极管和续流二极管的开关速度。

  对开关三极管而言，有两种办法可减小尖峰搅扰，即增大Vce的上升时间和减小Ic的下降时间。图2电路中，在确认了KQ之后，可从图3看出，增大KD的敞开时间、减小关断时间能够减小尖峰搅扰。

  在开关三极管的CE之间，或许在续流二极管的两头并联RC缓冲电路可使尖峰搅扰明显减小。图3中，三极管T关断时，集电极电压上升，经过D和R1对C充电，使其上升速率变缓，挑选充电常数CR1的值能够操控上升速率。T导通时，D截止，C对R1和R2放电，约束了导通瞬间的峰值电流。该缓冲电路改动了负载线的形状，削减了开关三极管的损耗。在续流二极管两头并上RC电路也相同有用。图3中，当用3DD11和2CK120C时，可并0.022LF左右的电容器(f=2kHz)，该电容的容量有一最佳值，它的效果能够从图4看出。图4(a)是不加C的状况，将其在时间轴上扩大后为图4(b)。并上缓冲电容后别离见图4(c)和(d)。

  开关稳压电源中开关快速通断，didt很大，在供电体系的漏电感上发生起伏很大的瞬态压降，使输入电压源有一个时间很短的瞬时下跌，损坏电网的正常波形、构成搅扰。输入电源中的搅扰也会影响开关稳压电源。输入滤波器具有必定的阻隔效果，一般选用P型LC平衡滤波器，对脉动搅扰能够衰减20dB，尖峰搅扰也能衰减6dB之多。电感量的核算式：

  式中E尖峰是尖峰搅扰电压(Vp-p)，f尖峰是尖峰搅扰的频率(Hz)。还应考虑到流过电感的直流电流值，避免饱满。

  Isr是开关稳压电源的最大输入直流电流(A)，Usr是输入直流电压(V)。用市电供电的电源体系，滤波器应装在一铝质密封小盒内，小盒放在机箱内，电源线进入孔的周围，使电源线一进入机箱就到滤波小盒，然后再引出至电源开关、整流器。倘若在整流器之前选用变压器，则应在其初、次级加阻隔。

  开关稳压电源的输出电容量大，需用电解电容器。一般电解电容的高频特性欠好，存在着较大的等效电感和电阻，故阻抗大，尖峰噪音也大。高频电解电容器是具有优秀高频特性的低电感器材，它对脉冲源及输出电压供给了很好的与接地回路的阻隔，并供给杰出的噪声滤波。

  现在有三种高频电解电容器，一种是四端电容器，它的高频特性杰出，可是负载电流流过电容器内部使之发热，故电流要约束在10A以下；二是大型高频滤波电解电容器，它有接受大电流的才能但高频特性不及前者好；第三种是高频滤波电解电容器，长处是体积小。不改动电路的其它参数，假若用一般电解电容器时尖峰搅扰为150mVp-p，而用四端电容则为50mVp-p。用必定容量的聚碳酸脂电容或高频陶瓷电容跟输出电解电容并联，能够进一步下降尖峰搅扰……

  能够完结电气阻隔，进行电压型逆变的单级降压及升压改换，具有重量轻体积小的杰出特色，遭到广泛注重。按电路结构，高频链逆变器可分为两种，即DC/DC改换型(DC-HFAC-DC-LFAC，其间，HF：high frequency;LF：lowfrequency)和矩阵改换型(DC—HFAC-LFAC)。这儿针对三相HFLMI，研讨了一种新的解结耦SPWM操控办法，最终经过试验证明了该办法的可行性。

  图1示出三相输出型高频链单相/三相矩阵式逆变器拓扑。以该拓扑中心的高频变压器初次级界定高频链矩阵式逆变电路前后级，初级为前级DC/HFAC高频逆变电路，发生高频带有死区的沟通方波;次级为后级HFAC/LFAC矩阵改换电路，将高频沟通方波改换为工频正弦波输出。

  解结耦是解耦和结耦两者的组合简称。“解耦”从两方面下手，其一，将沟通电源一分为二成直流电源，即视高频沟通为两个极性相反周期互补的高频直流脉波电源;其二，将矩阵改换器一分为二成惯例逆变器。

  “结耦”是将适合于传统逆变器的调制信号依照必定逻辑重新处理和组合起来，详细如图2a所示。图中，ugVpaH，ugVpaL及ugVnaH，ugVnaL为正负组逆变器的IGBT驱动信号；usH，usL为逻辑电路的输入，up05，un05为与usH，usL同步的方波信号。图2b为矩阵改换器a相桥臂触发信号组成，图中uc，um别离为载波和调制波；uH，uL别离为变压器前级逆变的驱动信号。此信号的生成进程简略、无需输出电流极性的检测与判别，且可完结逆变器软开关运转。

  首要假定：①一切功率开关管为抱负元件;②变压器是变比为N的抱负变压器。高频周期内的抱负波形如图3所示。

  改换器处于正组逆变的“111”状况，负载电流由正组逆变器上管构成续流回路。变压器电感中贮存的能量回馈给输入侧直流电源。模态2[t1～t2] t1时间起，前级逆变坚持死区状况不变，后级矩阵改换器正组逆变电路由“111”状况切换为“110”状况，相应开关ZVS动作。前级电路的能量回馈完毕后，负载能量经过变压器次级续流，次级处于励磁状况。

  模态3[t2～t3] t2时间，前级逆变电路ZCS注册，后级矩阵开关状况坚持不变，HFLMI由前级经过高频变压器向后级传递能量。该时间段电路处于正常的功率传输状况，初级及次级电流别离呈线时间，后级的正组逆变器由“110”状况切换到“100”状况，而前级开关V1，V4作业状况坚持不变，HFLMI持续作业在正常的功率传递状况。模态5[t4～t5] t4时间，变压器前级坚持模态4的开关状况不变，后级开关矩阵正组逆变器由“100”状况切换为“000”状况，三相负载经过正组逆变器的下桥臂续流。若不计变压器漏感及线路散布参数，次级电流将突变为零，后级负载电压被“000”作业状况箝位，此刻前级电路的正常触发与导通使变压器初级处于正常励磁阶段。

  模态6[t5～t6]t5时间，前级逆变进入死区阶段，后级由正组逆变器的“000”状况切换为负组逆变器的“111”状况运转，变压器次级电流仍坚持为零，初级电流则趋于减小，然后感生出下正上负的电势，这样，三相负载能量经由负组电路的上桥臂续流的一同，变压器励磁电感中的储能经由变压器前级电路回馈给输入侧直流电源。

  模态7[t6～t7] t6时间，前级逆变器开关坚持自模态6的死区作业状况不变，后级开关矩阵进入负组逆变器的“110”作业状况，三相负载能量可经过变压器次级续流，次级由此处于励磁状况，初次级电压则被箝位为零，初级能量回馈状况完毕。

  模态8[t7～t8] t7时间，前级逆变器V2，V3导通，后级负组逆变器开关保持“110”状况，体系由直流电源向沟通负载传递能量，变压器初次级电流线时间，前级逆变器开关状况不变，后级负组逆变器由“110”变为“100”，体系向负载传递能量，变压器初次级电流持续线时间，前级逆变器状况不变，后级负组逆变器由“100”切换为“000”状况作业，变压器次级电流值为零，初级为正常励磁阶段。

  可知解结耦SPWM战略可有用处理HFLMI阻理性负载时的负载能量流转及负载换流问题。

  试验参数为：输入电压直流30V，变压器变比1：10，前级高频逆变开关频率为12kHz，后级解结耦SPWM载波频率为24 kHz，选用三相星形负载，其间每相L=10mH，R=30Ω。所得试验成果如图4所示……

  脉冲宽度调制 (PWM)调光能够在精确度没有任何明显丢失的状况下，发生3000：1以及更高的调光比且LED颜色没有改动。而本次将介绍选用具内部PWM调光信号发生器的LT3761进行LED调光设计计划。

  LED 调光能以两种办法进行：模仿调光和脉冲宽度调制(PWM)调光。模仿调光简略地调理LED串的DC电流，以改动LED的光输出，而PWM 调光则改动LED串中稳定电流的占空比，以有用改动LED串中的均匀电流，以此完结调光。虽然模仿调光的简略性赋有吸引力，可是这种办法对许多运用不合适，由于模仿调光仅在10：1的亮度调理时，就丢失超越25%的精确度，而且这种调光办法使LED发生颜色失真。相比之下，PWM调光能够在精确度没有任何明显丢失的状况下，发生3000：1以及更高的调光比(在100Hz时)，而且LED颜色没有改动。

  LT3761 经过自己发生的 PWM 信号，可一同供给模仿调光的简略性和 PWM 调光的精确度。经过在 LT3761 的调光输入端调理一个简略的 DC 信号，就能够完结很高的调光比，无需为发生 PWM 信号而添加微操控器、振动器或信号发生器。LT3761 的内部 PWM 信号能够发生 25：1 的调光，而运用外部 PWM 信号时，该器材可供给高达 3000：1 的调光。

  LT3761是一款大功率LED驱动器，类似于LT3755-2和LT3756-2系列。LT3761的输入电压规模为4.5V至60V，输出电压规模为0V至80V，是一种单开关操控器IC，可装备为升压、SEPIC、降压-升压形式或降压形式LED驱动器。该器材供给100kHz至1MHz的开关频率规模、LED开路维护、和额定的内部逻辑电路以供给短路维护，可作为具有电流约束的稳定电压稳压器作业，或许作为稳定电流SLA电池或超级电容器充电器运用。图1显现了一个功率为94%的高功率60V、1A (60W) 350kHz轿车前灯运用，该运用具有PWM调光功用。LT3761选用与LT3755/LT3756系列相同的高功用PWM调光电路，可是添加了内部发生PWM调光信号的功用，而且没有添加引脚。

  与其他大功率 LED 驱动器不同，LT3761 可自己发生 PWM 调光信号，以进行调光比高达 25：1 的调光。这使该器材能发生精确的 PWM 调光，而无需用外部组件发生 PWM 信号。LT3761 仅需求一个外部 DC 电压，就能在指定频率上完结高功用 PWM 调光，这十分像模仿调光操控。该器材还能接纳 PWM 输入信号，以运用规范形式的信号驱动 LED 串。

  内部 PWM 调光信号发生器供给可编程频率和占空比。PWMOUT 端的方波信号频率由 PWM 引脚与 GND 之间的电容器 CPWM、依照方程式 fPWM = 14kHz ? nF/CPWM 设定。PWMOUT 端信号的占空比由进入 DIM/SS 引脚的 μA 级电流设定，如图 3 所示。内部发生的 PWM 引脚的上拉和下拉电流用来在凹凸门限之间为其电容器充电和放电，以发生占空比信号。这些 PWM 引脚的电流信号满足小，以便能十分简略地由来自微操控器的数字信号过驱动，从而完结十分高的调光功用。运用内部信号发生器时，假如用 DIM/SS 引脚调理调光比，那么实践的最小占空比大约为 4%。以 100% 占空比作业时，PWM 引脚能够连接到 INTVCC……

  逆变电路是UPS电源的中心电路。作者在分析若干闻名厂家出产的UPS电源电路的基础上，对UPS电源中的逆变电路进行了讨论。本文所触及的电路，是这些厂家技能人员多年技能经历的结晶，而且经历过许多产品投放市场后的检测，具有很好的参阅价值。作者在此发表出来，供业界人士和有爱好者参阅。

  UPS电源有许多分类，作者依据业界的习气，将UPS电源分为工频机和高频机。本文中的工频机和高频机选用的都是正弦波逆变电路，输出的都是正弦波电压，而且都是在线式结构。文中只触及正弦波逆变电路，以下简称逆变电路。

  逆变电路由正弦波SPWM调制电路和功放电路组成。1 工频机所选用的逆变电路的结构图

  图1所示为工频机所选用的逆变电路的结构图。由图可见，工频机逆变电路中右侧的功放电路选用的是全桥式功放电路，这种功放电路需求正弦波调制电路供给4路彼此独立的SPWM驱动信号。在左边的正弦波调制电路中，用正弦波信号去调制三角波信号，得到4路独立的SPWM信号，经阻隔驱动后送至功放电路。在这种结构中，每一桥臂功率管的数量视输出功率而定，当输出功率较小时，功率管选用MOS器材，输出功率大时，选用IGBT模块。

  图2所示为高频机所选用的逆变电路的结构图。由图可见，高频机逆变电路中的功放电路选用的是半桥式功放电路，这种功放电路需求正弦波调制电路供给2路彼此独立的SPWM驱动信号。在左边的正弦波调制电路中，由电脑板直接供给2路SPWM波信号，经阻隔驱动后送至功放电路。

  在这种结构中，每一桥臂功率管的数量也视输出功率而定，当输出功率较小时，功率管选用MOS器材，输出功率较大时，也选用IGBT模块。

  在20KVA以下的小型逆变电路中，一般用正弦波(调制波)调制三角波(载波)的办法来完结脉宽调制的意图，又称为三角波调制法，它是运用比较器来完结这一功用的。依据调制信号所包括的信息量，调制电路能够分为单极性调制和双极性调制……

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